Linjär spännings- eller strömstabilisator LM317. Enhet, funktionsprincip för en kopplingsspänningsregulator Justerbar kopplingsregulator

Ris. 2.4.11.

Funktionsprincipen för stabilisatorn med PWM. Omkopplingsfrekvensen för den reglerande transistorn är konstant. Förhållandet mellan varaktigheterna för det öppna och stängda tillståndet hos reglertransistorn ändras. Två signaler matas till ingången på komparatorn (komparatorn), varav en U GPN kommer från sågtandsspänningsgeneratorn och den andra från utgångsdelaren. Omkopplingen av transistorn kommer att ske vid det ögonblick då dessa signaler är lika. Med en ökning av U in ökar KU ut, vilket orsakar en minskning av varaktigheten av det öppna tillståndet hos reglertransistorn och en motsvarande minskning av U n. Jämfört med relä är PWM-stabilisatorer mer komplexa och innehåller ett större antal element.

Ris. 2.4.12.

I en PFM-stabilisator t och =const , och frekvensen ändras. Nackdelarna med en sådan stabilisator: styrkretsens komplexitet, vilket ger en bred frekvensförändring; minskning av utjämningsfaktorn med minskande frekvens. I stabilisatorer med PWM kan man välja den optimala frekvensen vid vilken verkningsgraden är störst. Dessutom, i stabilisatorer med PFM och PWM, är utspänningsrippeln mindre. I en relästabilisator kan U ut ~ i princip inte vara lika med noll, eftersom periodisk omkoppling av triggern i styrkretsen är möjlig när U n ändras i området från U n.max till n.min.

Ris. 2.4.13.

I en omkopplingsregulator med parallellkoppling av en transistor VT är öppen för t och =, U L U in, energi ackumuleras i induktorn, och kondensatorn laddas ur till lasten. När transistorn stängs av i induktorn induceras en EMF av självinduktion. U ut \u003d U in + U L. Under verkan av denna spänning öppnas dioden och kondensatorn laddas, U L \u003d U ut -U in. Den konstanta komponenten vid gasreglaget är noll, så U in  = (U ut - U in)(T - ) U ut = U in  + U in - U in /(1 - ) = U in /( 1 - ) (2.4.7) Detta är en stabilisator av boosttyp.

Ris. 2.4.14.

I en inverterande stabilisator(Fig. 2.4.14) när VT är öppet under T lagras energi i induktorn U L \u003d U in, kondensatorn laddas ur till lasten. När VT är stängt induceras en EMF med motsatt tecken i gasreglaget. U L \u003d U ut under varaktigheten T-T. Kondensatorn laddas från induktorn genom en öppen diod. U in T=U ut (T-T) U ut =U in /(1-) (2.4.8). När omkopplingsfrekvensen för kontrolltransistorn ökar, ökar den relativa varaktigheten av processerna för absorption av överskottsbärare i basen av VT och dioden. Detta kan leda till avbrott i stabil drift och övergång till självsvängningsläge. Dynamiska förluster ökar i stabilisatorelementen och dess effektivitet minskar. Omkopplingsprocesser leder till en förändring i formen av rektangulära ström- och spänningspulser (fram- och bakkanten är försenade), men detta är inte så signifikant. Och det är viktigt att VT upplever en stor kortvarig strömöverbelastning. När en kontrollpuls anländer till basen av den stängda VT:n och öppnar den, börjar Ik att öka och strömmen genom blockeringsdioden VD minskar. Eftersom VD fortfarande är öppen, fungerar VT i kortslutningsläge och U in appliceras på den och I to kan vara 5 10 gånger större än I n. Sålunda är trögheten hos riktiga dioder huvudorsaken till att växla överbelastningar av kontrolltransistorer. Dessa överbelastningar blir ju större, ju bättre impulsegenskaper VT har och desto sämre hastighet på dioden. Du måste välja en mer kraftfull transistor, vars användning kommer att vara låg i ström. För att minska överbelastningen införs strömbegränsande element i kollektor- eller emitterkretsarna. Införandet av en extra choke i kollektorkretsen visas i fig. 2.4.15.

Ris. 2.4.15.

L add minskar svänghastigheten för I k. R add säkerställer att VD add är låst när transistorn VT öppnar. Induktorurladdningen inträffar när VT stängs genom dioden VD add to R add. En tvålindad choke kan införas i kollektor- eller emitterkretsen (Fig. 2.4.16).

Ris. 2.4.16.

Den elektromagnetiska energin som ackumuleras i ytterligare L, när ström flyter genom VT, går tillbaka till källan när VT är stängd. Jämfört med föregående fall ökar effektiviteten hos stabilisatorn på grund av eliminering av effektförluster i R ext. När ström flyter genom VD lägg till U ke.max \u003d U i +U i W 1 /W 2. För att minska U ke.max bör förhållandet mellan W 1 och W 2 vara W 2 (5 10) W 1. I det här fallet lägger amplituden för spänningen på den slutna dioden U till \u003d (5 10) U in. För att reducera U kn, t on och I ke0 låses den reglerade transistorn genom att anslutas till bas-emitterövergången för källan U zap (Fig. 2.4.17a).

Ris. 2.4.17

När VT1 är öppen är VT2 stängd, C1 laddas av basströmmen Ib1. Vid upplåsning av VT2 stänger U c1 VT1. Uc1 kan variera beroende på U in, Uc1 urladdas till R1. I stället för R 1 ingår därför en zenerdiod eller -dioder i framåtriktningen (fig. 2.4.17b). Även om omkopplingsregulatorer är mer ekonomiska än kontinuerliga, har de några nackdelar, varav de viktigaste är: 1) ett ökat värde på utspänningsrippelkoefficienten (för reläer upp till 10 20%, med PWM - 0,1 1%); 2) ett stort dynamiskt inre motstånd, det vill säga en fallande yttre egenskap; 3) stor störning skapad av stabilisatorn, för att dämpa vilka extra filter som ingår vid ingången och utgången. Detta bestämmer deras omfattning: i strömförsörjningsenheter med en konstant strömbelastning av betydande effekt, där låg vikt och dimensioner krävs, men betydande krusningar U ut är tillåtna. För närvarande produceras tre typer av integrerade kretsar (IC) av switchande stabilisatorer: 1) step-up typ switching stabilisatorer, drivna av en låg inspänning från 2 till 12V, med en minimal effektförlust och en inbyggd fälteffekttransistor (en serie stabilisatorer 1446PN1, 1446PN2, 1446PN3); 2) universella lågeffekts-IC:er som kan användas för att bygga ett brett utbud av switchade regulatorkretsar (till exempel 142EP1 eller 1156EU1); 3) kompletta stabilisatorer, inklusive en styrkrets och en effekttransistor för ström upp till 10A (till exempel 1155EU1). Tabell 1 visar huvudegenskaperna hos IC-omkopplingsstabilisatorerna för dessa tre grupper. Steg-up switching regulatorer 1446PN1, 1446 PN2 och 1446PN3 är designade för att fungera med låg inspänning och fast utspänning på +5 eller +12V. Effektiviteten hos sådana stabilisatorer når 88%, och driftsfrekvensen är upp till 170 kHz. Vid låg uteffekt används en intern FET som ett nyckelelement. För att driva kraftfulla belastningar är det nödvändigt att använda en extra bipolär eller fälteffekttransistor. Sådana IC:er används huvudsakligen i avbrottsfri strömförsörjning för individuella datorkort, vid strömförsörjning av mätinstrument från galvaniska celler och i bärbara kommunikationsenheter.

bord 1 De viktigaste egenskaperna hos IC-kontrollomkopplingsregulatorerna

De mest mångsidiga är IC:erna i den andra gruppen, som i huvudsak är en uppsättning element för att bygga olika typer av omkopplingsstabilisatorer. Av dessa mikrokretsar är den mest avancerade IC-typ 1156EU1, vars förenklade blockschema visas i fig. 2.4.18. Mikrokretsen är en uppsättning stanplacerade på ett chip. Strukturen för IC inkluderar följande enheter och block: referensspänningskälla 1,25V; operationsförstärkare med en förspänning på 4mV, en förstärkning på mer än 200 tusen, en svänghastighet på 0,6V/µs; pulsbreddsmodulator, inklusive masteroscillator, komparator, "OCH"-krets och RS - vippa; nyckeltransistor med drivrutin (förförstärkare); effektdiod med framström 1A och backspänning 40V.

Ris. 2.4.18.

Mikrokretsen kan driva en extern bipolär eller fälteffekttransistor om en utström som är större än 1,5A och en spänning större än 40V krävs. IC 142EP1 används i ISN-kretsen av relätyp, vars blockschema visas i fig. 2.4.19.

Ris. 2.4.19 ISN-relätyp.

FRP är ett tvådelat LC-radiostörningsfilter som dämpar spänningen av radiostörningar som introduceras av spänningsstabilisatorn i det primära nätverket under dess drift. RE - en krafttransistoromkopplare som består av en IC typ 286EP3 (en uppsättning av två kraftfulla transistorer), en extra effekttransistor VT och Dr, som begränsar hastigheten för strömstegringen I till transistorn VT. SF - (VD, L och C), ett filter som integrerar en sekvens av unipolära pulser. VF är ett högfrekvent filter som dessutom dämpar spänningen av högfrekventa rippel av belastningsströmmen. UZ - skyddsanordning, ger skydd mot överbelastning (transistorskydd). En referensspänning tillförs en av ingångarna på differential-UPT, och en spänning från delaren som är lika med referensspänningen tillförs den andra ingången. Felsignalen via emitterföljaren för EP:n matas till Schmidt-utlösaren. Vid dess utgång genereras unipolära pulser, vars varaktighet varierar beroende på UPT-signalen. Dessa pulser styr den parallella PC-omkopplaren, som öppnar eller stänger RE-transistorn.

Driften av nästan vilken elektronisk krets som helst kräver en eller flera konstantspänningskällor, och i de allra flesta fall används en stabiliserad spänning. Reglerade nätaggregat använder antingen linjära eller switchande regulatorer. Varje typ av omvandlare har sina egna fördelar och följaktligen sin egen nisch i strömförsörjningskretsar. De otvivelaktiga fördelarna med omkopplingsregulatorer inkluderar högre effektivitetsvärden, möjligheten att erhålla höga utströmmar och hög effektivitet med stor skillnad mellan värdena på ingångs- och utspänningar.

Funktionsprincipen för en nedtrappningsregulator

Figur 1 visar ett förenklat diagram över kraftdelen av PSSN.

Ris. ett.

Fälteffekttransistor VT utför högfrekvent strömomkoppling. I omkopplingsregulatorer fungerar transistorn i ett nyckelläge, det vill säga den kan vara i ett av två stabila tillstånd: full ledning och cutoff. Följaktligen består driften av PSSN av två faser som ersätter varandra - energipumpningsfasen (när transistorn VT är öppen) och urladdningsfasen (när transistorn är stängd). IPSN:s arbete illustreras i figur 2.

Ris. 2. Principen för drift av PSSN: a) pumpningsfasen; b) urladdningsfas; c) tidsdiagram

Energipumpningsfasen fortsätter under tidsintervallet T I. Vid denna tidpunkt är nyckeln stängd och leder ström I VT . Därefter passerar strömmen genom induktorn L till lasten R, shuntad av utgångskondensatorn COUT. I den första delen av fasen ger kondensatorn strömmen I C till lasten, och i den andra halvan tar den en del av strömmen I L från lasten. Storleken på strömmen I L ökar kontinuerligt och energi ackumuleras i induktorn L och i den andra delen av fasen - och på kondensatorn C OUT. Spänningen över dioden V D är lika med U IN (minus spänningsfallet över den öppna transistorn), och dioden är stängd under denna fas - ingen ström flyter genom den. Strömmen I R som flyter genom lasten R är konstant (skillnaden I L - I C), spänningen U OUT vid utgången är också konstant.

Urladdningsfasen fortsätter under tiden T P: nyckeln är öppen och ingen ström flyter genom den. Det är känt att strömmen som flyter genom induktorn inte kan ändras omedelbart. Strömmen IL, som ständigt minskar, flyter genom lasten och stänger genom dioden VD . I den första delen av denna fas fortsätter kondensatorn C OUT att ackumulera energi och tar en del av strömmen I L från lasten. I den andra hälften av urladdningsfasen börjar kondensatorn också ge ström till lasten. Under denna fas är strömmen I R som flyter genom lasten också konstant. Därför är också utspänningen stabil.

huvudparametrar

Först och främst noterar vi att, enligt den funktionella designen, PSSN särskiljs med justerbar och fast utspänning. Typiska kopplingskretsar för båda typerna av IPS visas i figur 3. Skillnaden mellan dem är att i det första fallet är motståndsdelaren som bestämmer värdet på utspänningen placerad utanför den integrerade kretsen, och i det andra - inuti. Följaktligen, i det första fallet, ställs utspänningsvärdet in av användaren, och i det andra fallet ställs det in under tillverkningen av mikrokretsen.

Ris. 3. En typisk IPSN-kopplingskrets: a) med justerbar och b) med en fast utspänning

De viktigaste parametrarna för IPS inkluderar:

• Område av tillåtna värden för inspänning U IN_MIN …U IN_MAX .
• Maxvärdet för utströmmen (lastström) I OUT_MAX .
• Märkvärde för utspänningen U OUT (för IPS med ett fast värde på utspänningen) eller området för utspänningsvärden U OUT_MIN ... U OUT_MAX (för IPS med ett justerbart utspänningsvärde). Ofta indikerar referensmaterial att det maximala värdet för utspänningen U OUT_MAX är lika med det maximala värdet för inspänningen U IN_MAX . I verkligheten är detta inte helt sant. I vilket fall som helst är utspänningen mindre än ingångsspänningen, åtminstone med värdet av spänningsfallet över kopplingstransistorn U DROP. Med ett utströmsvärde lika med till exempel 3A, blir värdet på U DROP 0,1 ... 1,0V (beroende på valt IPSN-chip). Ungefärlig likhet mellan U OUT_MAX och U IN_MAX är endast möjlig vid mycket små värden på belastningsströmmen. Vi noterar också att processen att stabilisera utspänningen i sig innebär förlust av flera procent av inspänningen. Den deklarerade likheten mellan U OUT_MAX och U IN_MAX ska endast förstås i den meningen att det inte finns några andra skäl för att minska U OUT_MAX än de som anges ovan i en viss produkt (i synnerhet finns det inga uttryckliga begränsningar för det maximala värdet av fyllningsfaktor D). Som U OUT_MIN anger vanligtvis värdet på återkopplingsspänningen U FB . I verkligheten bör U OUT_MIN alltid vara några procent högre (av samma stabiliseringsskäl).
• Inställningsnoggrannhet för utgångsspänning. Anges i procent. Det är bara vettigt i fallet med IPS med ett fast värde på utspänningen, eftersom spänningsdelarmotstånden i detta fall är inuti mikrokretsen, och deras noggrannhet är en parameter som kontrolleras under tillverkningen. I fallet med PSSN med ett justerbart utspänningsvärde, är parametern meningslös, eftersom noggrannheten för delarmotstånden väljs av användaren. I det här fallet kan vi bara prata om storleken på utgångsspänningsfluktuationerna i förhållande till något medelvärde (noggrannheten i behandlingen av återkopplingssignalen). Kom ihåg att i alla fall är denna parameter för att byta spänningsstabilisatorer 3 ... 5 gånger sämre jämfört med linjära stabilisatorer.
• Spänningsfall över den öppna transistorn R DS_ON . Som redan noterats är denna parameter associerad med en oundviklig minskning av utspänningen i förhållande till inspänningen. Men en annan sak är viktigare - ju högre värdet på motståndet i den öppna kanalen är, desto större del av energin försvinner i form av värme. För moderna IPSN-mikrokretsar är värden upp till 300 mOhm ett bra värde. Högre värden är typiska för mikrokretsar som utvecklades för minst fem år sedan. Observera också att värdet på R DS_ON inte är en konstant, utan beror på värdet på utströmmen I OUT .
• Arbetscykelns varaktighet T och kopplingsfrekvens F SW . Varaktigheten av arbetscykeln T definieras som summan av intervallen T AND (pulslängd) och T P (pausvaraktighet). Följaktligen är frekvensen FSW den reciproka av arbetscykelns varaktighet. För någon del av IPS är omkopplingsfrekvensen ett konstant värde som bestäms av de interna elementen i den integrerade kretsen. För den andra delen av PSSN ställs omkopplingsfrekvensen in av externa element (som regel av en extern RC-krets), i detta fall bestäms området för tillåtna frekvenser F SW_MIN ... F SW_MAX. En högre växlingsfrekvens tillåter användning av chokes med lägre induktansvärde, vilket har en positiv effekt på både produktens dimensioner och dess pris. I de flesta ISPN:er används PWM-styrning, det vill säga att värdet på T är konstant, och i stabiliseringsprocessen regleras värdet på T I. Pulsfrekvensmodulering (PFM-styrning) används mycket mindre frekvent. I det här fallet är värdet på T And konstant, och stabilisering utförs genom att ändra varaktigheten av pausen T P. Således blir värdena på T och följaktligen F SW variabla. I referensmaterial, i detta fall, som regel, ställs frekvensen som motsvarar arbetscykeln lika med 2. Observera att det är nödvändigt att särskilja frekvensområdet F SW_MIN ... F SW_MAX för den justerbara frekvensen från toleransgrinden för en fast frekvens, eftersom toleransvärdet ofta anges i referensmaterialtillverkaren.
• Fyllningsfaktorn D, som är lika med procenten
  till förhållandet T OCH till T. Ofta anger referensmaterial "upp till 100 %". Uppenbarligen är detta en överdrift, eftersom om nyckeltransistorn ständigt är öppen, så finns det ingen stabiliseringsprocess. I de flesta modeller som släpptes på marknaden fram till omkring 2005, på grund av ett antal tekniska begränsningar, var värdet på denna koefficient begränsad från ovan till 90%. De flesta av dessa begränsningar har övervunnits i nuvarande modeller av IPSN, men frasen "upp till 100%" ska inte tas bokstavligt.
• Effektivitet (eller effektivitet). Som du vet, för linjära stabilisatorer (fundamentalt sänkande) är detta procentandelen av utspänningen till inspänningen, eftersom ingångs- och utströmmarna är nästan lika. För omkopplingsregulatorer kan ingångs- och utgångsströmmarna skilja sig avsevärt, därför tas andelen uteffekt till ineffekt som effektivitet. Strängt taget, för samma IPSN-chip, kan värdet på denna koefficient skilja sig avsevärt beroende på förhållandet mellan in- och utspänningsvärdena, storleken på strömmen i lasten och kopplingsfrekvensen. För de flesta PSSN:er uppnås den maximala effektiviteten vid ett aktuellt värde i belastningen på cirka 20 ... 30 % av det maximalt tillåtna värdet, så det numeriska värdet är inte särskilt informativt. Det är mer ändamålsenligt att använda de beroendediagram som finns i tillverkarens referensmaterial. Figur 4 visar effektivitetsgraferna för stabilisatorn som ett exempel. . Det är uppenbart att användningen av en högspänningsstabilisator vid låga verkliga värden på inspänningen inte är en bra lösning, eftersom effektivitetsvärdet sjunker avsevärt när strömmen i lasten närmar sig sitt maximala värde. Den andra gruppen av grafer illustrerar ett mer föredraget läge, eftersom effektivitetsvärdet är svagt beroende av utgångsströmfluktuationer. Kriteriet för det korrekta valet av omvandlaren är inte så mycket det numeriska värdet av effektiviteten, utan snarare jämnheten i grafen för strömmens funktion i lasten (avsaknaden av en "blockering" i området med höga strömmar ).

Ris. 4.

Listan ovan tar inte ut hela listan med IPSN-parametrar. Mindre signifikanta parametrar finns i litteraturen.

Specialfunktioner
växlande spänningsstabilisatorer

I de flesta fall har IPSN ett antal ytterligare funktioner som utökar möjligheterna för deras praktiska tillämpning. De vanligaste är följande:

• "På/Av" eller "Avstängning" lastfrånkopplingsingången låter dig öppna nyckeltransistorn och på så sätt koppla bort spänningen från lasten. Som regel används den för fjärrstyrning av en grupp stabilisatorer, för att implementera en viss algoritm för att mata och koppla bort individuella spänningar i strömförsörjningssystemet. Dessutom kan den användas som en ingång för nödströmavstängning i nödfall.
• Utsignal från det normala tillståndet "Power Good" - en generaliserande utsignal som bekräftar att PSSN är i ett normalt drifttillstånd. Den aktiva nivån på signalen bildas efter att transienter från ingångsspänningsförsörjningen har slutförts och används som regel antingen som ett tecken på PSSN:s hälsa eller för att starta nästa PSPN i sekventiella strömförsörjningssystem. Anledningarna till att denna signal kan återställas är: ingångsspänningsfall under en viss nivå, utspänning som överskrider vissa gränser, lastavstängning av avstängningssignalen, överskridande av den maximala strömmen i lasten (särskilt faktumet av en kortslutning), termisk avstängning av lasten och några andra. Faktorerna som beaktas vid bildandet av denna signal beror på den specifika modellen av IPS.
• Synkroniseringsstiftet ger möjlighet att synkronisera den interna oscillatorn till en extern klocksignal. Används för att organisera gemensam synkronisering av flera stabilisatorer i komplexa strömförsörjningssystem. Observera att den externa klocksignalens frekvens inte behöver sammanfalla med egenfrekvensen FSW, den måste dock ligga inom de tillåtna gränserna som anges i tillverkarens material.
• Mjukstartsfunktionen ger en relativt långsam ökning av utspänningen när spänning läggs på ingången på PSSN eller när avstängningssignalen slås på vid bakkanten. Denna funktion låter dig minska strömstötar i belastningen när mikrokretsen är påslagen. Driftsparametrarna för mjukstartkretsen är oftast fasta och bestäms av stabilisatorns interna komponenter. Vissa IPSN-modeller har en speciell mjukstartutgång. I det här fallet bestäms triggerparametrarna av betygen för externa element (motstånd, kondensator, RC-krets) anslutna till denna utgång.
• Termiskt skydd är utformat för att förhindra fel på mikrokretsen i händelse av överhettning av kristallen. En ökning av kristallens temperatur (oavsett orsak) över en viss nivå utlöser en skyddsmekanism - en minskning av strömmen i lasten eller dess fullständiga avstängning. Detta förhindrar att spånets temperatur stiger ytterligare och skadar spånet. Återgången av kretsen till spänningsstabiliseringsläget är möjlig först efter att mikrokretsen har svalnat. Det bör noteras att temperaturskydd är implementerat i de allra flesta moderna PSSN-mikrokretsar, men en separat indikation på detta särskilda tillstånd tillhandahålls inte. Ingenjören måste själv gissa att orsaken till lastbortkopplingen är just driften av temperaturskyddet.
• Strömskydd består antingen av att begränsa mängden ström som flyter genom belastningen, eller i att koppla bort belastningen. Skyddet utlöses om belastningsmotståndet är för lågt (till exempel kortslutning), och strömmen överstiger ett visst tröskelvärde, vilket kan leda till fel på mikrokretsen. Som i det tidigare fallet är diagnosen av detta tillstånd ingenjörens angelägenhet.

En sista anmärkning angående parametrarna och funktionerna för IPS. I figurerna 1 och 2 finns en urladdningsdiod Vd. I ganska gamla stabilisatorer är denna diod implementerad precis som en extern kiseldiod. Nackdelen med denna kretslösning var ett högt spänningsfall (ca 0,6 V) över dioden i öppet tillstånd. Nyare konstruktioner har använt en Schottky-diod med ett spänningsfall på cirka 0,3 V. Under de senaste fem åren har dessa lösningar endast använts för högspänningsomvandlare. I de flesta moderna produkter är urladdningsdioden gjord i form av en intern fälteffekttransistor som arbetar i motfas med nyckeltransistorn. I detta fall bestäms spänningsfallet av motståndet hos den öppna kanalen och ger vid låga belastningsströmmar en extra förstärkning. Stabilisatorer som använder denna kretsdesign kallas synkrona. Observera att möjligheten att arbeta från en extern klocksignal och termen "synkron" inte är relaterade på något sätt.

med låg inspänning

Med tanke på det faktum att det finns cirka 70 typer av IPS med en integrerad nyckeltransistor i STMicroelectronics nomenklatur, är det vettigt att systematisera all mångfald. Om vi ​​tar en sådan parameter som det maximala värdet på inspänningen som ett kriterium, kan fyra grupper särskiljas:

1. IPSN med låg inspänning (6 V eller mindre);

2. PSSN med ingångsspänning 10…28 V;

3. PSSN med ingångsspänning 36…38 V;

4. PSSN med hög inspänning (46 V och högre).

Parametrarna för stabilisatorerna i den första gruppen visas i tabell 1.

Bord 1. IPSN med låg inspänning

Redan 2005 var raden av stabilisatorer av denna typ ofullständig. Det var begränsat till mikrochips. Dessa mikrokretsar hade goda egenskaper: hög noggrannhet och effektivitet, inga begränsningar på värdet på arbetscykeln, möjligheten att justera frekvensen när man arbetar från en extern klocksignal och ett acceptabelt R DSON-värde. Allt detta gör att dessa produkter är efterfrågade för närvarande. En betydande nackdel är de låga värdena för den maximala utströmmen. Stabilisatorer för belastningsströmmar från 1 A och uppåt saknades i raden av lågspännings-IPS från STMicroelectronics. I framtiden eliminerades detta gap: först stabilisatorer för 1,5 och 2 A ( och ), och på senare år - för 3 och 4 A ( , och ). Förutom att öka utströmmen, ökade omkopplingsfrekvensen, värdet på den öppna kanalresistansen minskade, vilket hade en positiv effekt på slutprodukternas konsumentegenskaper. Vi noterar också utseendet på IPSN-mikrokretsar med en fast utspänning ( och ) - det finns inte särskilt många sådana produkter i STMicroelectronics-linjen. Den senaste innovationen, med ett RDSON-värde på 35 mOhm, är en av de bästa i branschen, vilket i kombination med bred funktionalitet lovar denna produkt en god framtid.

Det huvudsakliga användningsområdet för denna typ av produkt är batteridrivna mobila enheter. Ett brett inspänningsområde säkerställer stabil drift av utrustningen vid olika batteriladdningsnivåer, och hög effektivitet minimerar omvandlingen av ingående energi till värme. Den senare omständigheten avgör fördelarna med att byta regulatorer jämfört med linjära just inom detta område av användarapplikationer.

Generellt sett utvecklas denna grupp av STMicroelectronics ganska dynamiskt - ungefär hälften av hela linjen har dykt upp på marknaden under de senaste 3-4 åren.

Byta buck regulatorer
med ingångsspänning 10…28 V

Parametrarna för omvandlarna i denna grupp ges i tabell 2.

Tabell 2. PSSN med ingångsspänning 10…28 V

För åtta år sedan representerades denna grupp endast av mikrokretsar , och med inspänning upp till 11 V. Området från 16 till 28 V förblev tomt. Av alla angivna ändringar är det bara , men parametrarna för denna IPSN uppfyller moderna krav dåligt. Det kan antas att nomenklaturen för den berörda gruppen under denna tid har uppdaterats fullständigt.

För närvarande är basen för denna grupp mikrokretsar . Denna linje är designad för hela området av belastningsströmmar från 0,7 till 4 A, ger en komplett uppsättning specialfunktioner, växlingsfrekvensen är justerbar inom ett ganska brett område, det finns inga begränsningar för värdet på arbetscykeln, effektiviteten och resistansvärden för öppen kanal uppfyller moderna krav. Det finns två betydande nackdelar med denna serie. För det första finns det ingen inbyggd urladdningsdiod (förutom mikrokretsar med suffixet D). Utspänningsregleringsnoggrannheten är ganska hög (2%), men närvaron av tre eller flera externa element i åkan inte tillskrivas fördelar. Mikrokretsar skiljer sig från L598x-serien endast i ett annat inspänningsområde, men kretsarna, och följaktligen, fördelarna och nackdelarna, liknar L598x-familjen. Som ett exempel visar figur 5 en typisk krets för att slå på en tre-ampere mikrokrets. Det finns också en urladdningsdiod D och element i kompensationskretsen R4, C4 och C5. Ingångarna F SW och SYNCH förblir fria, därför arbetar omvandlaren från den interna oscillatorn med standardfrekvensen F SW .

Schema av hemmagjorda pulsade DC-DC-spänningsomvandlare på transistorer, sju exempel.

På grund av sin höga effektivitet har kopplingsspänningsstabilisatorer nyligen blivit mer och mer utbredda, även om de vanligtvis är mer komplexa och innehåller ett större antal element.

Eftersom endast en liten del av energin som tillförs pulsstabilisatorn omvandlas till termisk energi, värms dess utgångstransistorer upp mindre, och därför minskas anordningens vikt och dimensioner genom att reducera kylflänsarean.

En märkbar nackdel med att byta regulatorer är närvaron av högfrekventa rippel vid utgången, vilket avsevärt begränsar området för deras praktiska användning - oftast används switchade regulatorer för att driva enheter på digitala mikrokretsar.

Step-down switchande spänningsregulator

En stabilisator med en utspänning som är lägre än inspänningen kan monteras på tre transistorer (fig. 1), varav två (VT1, VT2) bildar ett nyckelreglerande element, och den tredje (VTZ) är en felsignalförstärkare.

Ris. 1. Schema för en omkopplingsspänningsregulator med en verkningsgrad på 84%.

Enheten arbetar i självoscillerande läge. Den positiva återkopplingsspänningen från kollektorn hos den sammansatta transistorn VT1 genom kondensatorn C2 går in i baskretsen hos transistorn VT2.

Jämförelseelementet och förstärkaren för missanpassningssignalen är en kaskad på VTZ-transistorn. Dess sändare är ansluten till en referensspänningskälla - zenerdioden VD2, och basen - till utgångsspänningsdelaren R5 - R7.

I omkopplingsstabilisatorer arbetar regleringselementet i nyckelläget, så utspänningen regleras genom att ändra nyckelns arbetscykel.

Att slå på/av transistorn VT1 med signalen från transistorn VTZ styr transistorn VT2. I de ögonblick då transistorn VT1 är öppen, i induktorn L1, på grund av flödet av belastningsströmmen, lagras elektromagnetisk energi.

Efter stängning av transistorn ges den lagrade energin genom dioden VD1 till lasten. Utspänningsrippeln från stabilisatorn utjämnas av filtret L1, NW.

Stabilisatorns egenskaper bestäms helt av egenskaperna hos transistorn VT1 och dioden VD1, vars hastighet bör vara maximal. Med en inspänning på 24 V, en utspänning på 15 V och en lastström på 1 A var den uppmätta verkningsgraden 84 %.

Induktorn L1 har 100 varv tråd med en diameter på 0,63 mm på en K26x16x12 ring gjord av ferrit med en magnetisk permeabilitet på 100. Dess induktans vid en förspänningsström på 1 A är cirka 1 mH.

Step-down DC-DC spänningsomvandlare till +5V

Ett diagram över en enkel omkopplingsregulator visas i fig. 2. Induktorerna L1 och L2 är lindade på plastramar placerade i B22 pansarmagnetiska kärnor gjorda av M2000NM ferrit.

Choke L1 innehåller 18 varv av en bunt med 7 trådar PEV-1 0,35. En packning 0,8 mm tjock sätts in mellan kopparna på dess magnetiska krets.

Det aktiva motståndet för induktorlindningen L1 är 27 mΩ. Choke L2 har 9 varv av en bunt med 10 trådar PEV-1 0,35. Gapet mellan dess koppar är 0,2 mm, lindningens aktiva motstånd är 13 mΩ.

Packningar kan vara gjorda av hårt värmebeständigt material - textolit, glimmer, elektrisk kartong. Skruven som fäster kopparna på den magnetiska kretsen måste vara gjord av icke-magnetiskt material.

Ris. 2. Schema för en enkel nyckelspänningsregulator med en verkningsgrad på 60 %.

För att etablera en stabilisator är en belastning med ett motstånd på 5 ... 7 Ohm och en effekt på 10 watt ansluten till dess utgång. Genom att välja motståndet R7 ställs den nominella utspänningen in, sedan ökas belastningsströmmen till 3 A och genom att välja värdet på kondensatorn C4 ställs genereringsfrekvensen in (ungefär 18 ... 20 kHz) vid vilken högfrekventa spänningsstötar på kondensatorn C3 är minimala.

Utspänningen från stabilisatorn kan ökas till 8 ... 10V genom att öka värdet på motståndet R7 och ställa in ett nytt värde för arbetsfrekvensen. I det här fallet kommer effekten som förbrukas av VTZ-transistorn också att öka.

I kretsar av omkopplingsstabilisatorer är det önskvärt att använda elektrolytiska kondensatorer K52-1. Det erforderliga kapacitansvärdet erhålls genom parallellkoppling av kondensatorer.

Huvudsakliga tekniska egenskaper:

• Inspänning, V - 15 ... 25.
• Utspänning, V - 5.
• Maximal belastningsström, A - 4.
• Utspänningsrippel vid en belastningsström på 4 A i hela intervallet av inspänningar, mV, inte mer än - 50.
• Verkningsgrad, %, inte mindre än - 60.
• Driftsfrekvens vid en inspänning på 20 b och en lastström på 3A, kHz - 20.

En förbättrad version av omkopplingsregulatorn för + 5V

I jämförelse med den tidigare versionen av omkopplingsstabilisatorn i den nya designen av AA Mironov (Fig. 3) har sådana egenskaper som effektivitet, utspänningsstabilitet, varaktighet och karaktär av den transienta processen under påverkan av en impulsbelastning förbättrats och förbättrats.

Ris. 3. Schema för en omkopplingsspänningsregulator.

Det visade sig att under driften av prototypen (fig. 2) sker den så kallade genomströmmen genom den sammansatta nyckeltransistorn. Denna ström uppträder i de ögonblick då nyckeltransistorn, vid signalen från jämförelsenoden, öppnas och omkopplingsdioden ännu inte har hunnit stänga. Närvaron av en sådan ström orsakar ytterligare förluster för uppvärmning av transistorn och dioden och minskar enhetens effektivitet.

En annan nackdel är en betydande krusning av utspänningen vid en belastningsström nära gränsen. För att bekämpa krusningar infördes ett extra utgående LC-filter (L2, C5) i stabilisatorn (Fig. 2).

Det är möjligt att reducera instabiliteten hos utspänningen från en förändring i belastningsströmmen endast genom att minska det aktiva motståndet hos induktorn L2.

Att förbättra dynamiken i den transienta processen (särskilt att minska dess varaktighet) är förknippad med behovet av att minska induktansen hos induktansen, men detta kommer oundvikligen att öka utspänningsrippeln.

Därför visade det sig vara tillrådligt att utesluta detta utgångsfilter och öka kapacitansen hos kondensatorn C2 med 5 ... 10 gånger (genom att ansluta flera kondensatorer parallellt med ett batteri).

Kretsen R2, C2 i den ursprungliga stabilisatorn (Fig. 6.2) ändrar praktiskt taget inte varaktigheten av nedgången i utströmmen, så den kan tas bort (stäng motståndet R2), och motståndet hos motståndet R3 kan ökas till 820 ohm.

Men sedan, med en ökning av inspänningen från 15 6 till 25 6, kommer strömmen som flyter genom motståndet R3 (i den ursprungliga enheten) att öka med 1,7 gånger, och förlusteffekten kommer att öka med 3 gånger (upp till 0,7 W) ).

Genom att ansluta det nedre motståndet R3 enligt utgångskretsen (på den modifierade stabilisatorns krets är detta motståndet R2) till den positiva polen på kondensatorn C2, kan denna effekt försvagas, men motståndet R2 (fig. 3) måste reduceras till 620 Ohm.

Ett av de effektiva sätten att hantera genomströmmen är att öka stigtiden för strömmen genom den öppna nyckeltransistorn.

Sedan, när transistorn är helt öppen, kommer strömmen genom VD1-dioden att minska till nästan noll. Detta kan uppnås om formen på strömmen genom nyckeltransistorn är nära triangulär.

Som beräkningen visar, för att få en sådan form av ström, bör induktansen för lagringsspolen L1 inte överstiga 30 μH.

Ett annat sätt är att använda en snabbare kopplingsdiod VD1, till exempel KD219B (med en Schottky-barriär). Sådana dioder har högre hastighet och mindre spänningsfall vid samma framåtström jämfört med konventionella högfrekventa kiseldioder. Kondensator C2 typ K52-1.

En förbättring av enhetens parametrar kan också erhållas genom att ändra nyckeltransistorns driftläge. En funktion av en kraftfull VTZ-transistor i de ursprungliga och förbättrade stabilisatorerna är att den fungerar i ett aktivt läge, och inte i ett mättat, och därför har en hög strömöverföringskoefficient och stänger snabbt.

Men på grund av den ökade spänningen på den i öppet tillstånd är den förbrukade effekten 1,5 ... 2 gånger högre än det lägsta möjliga värdet.

Du kan minska spänningen på nyckeltransistorn genom att applicera en positiv (i förhållande till den positiva strömtråden) förspänning till emittern på VT2-transistorn (se fig. 3).

Det erforderliga värdet på förspänningen väljs när stabilisatorn justeras. Om den drivs av en likriktare ansluten till en nättransformator, kan en separat lindning på transformatorn tillhandahållas för att erhålla förspänningen. Men i detta fall kommer förspänningen att ändras tillsammans med nätspänningen.

Omvandlarkrets med stabil förspänning

För att erhålla en stabil förspänning måste stabilisatorn modifieras (fig. 4), och induktorn måste omvandlas till en transformator T1 genom att linda en extra lindning II. När nyckeltransistorn är stängd och dioden VD1 är öppen, bestäms spänningen på lindningen I från uttrycket: U1=UByx + U VD1.

Eftersom spänningen vid utgången och över dioden vid denna tidpunkt ändras något, oavsett värdet på inspänningen på lindningen II, är spänningen nästan stabil. Efter likriktning matas den till emittern på transistorn VT2 (och VT1).

Ris. 4. Schema för en modifierad omkopplingsspänningsregulator.

Värmeförlusterna minskade i den första versionen av den modifierade stabilisatorn med 14,7% och i den andra - med 24,2%, vilket gör att de kan arbeta med en belastningsström på upp till 4 A utan att installera en nyckeltransistor på kylflänsen.

I stabilisatorn för alternativ 1 (fig. 3) innehåller L1-choken 11 varv lindad med en bunt av åtta PEV-1 0,35-trådar. Lindningen är placerad i den pansarmagnetiska B22-kretsen gjord av 2000NM ferrit.

Mellan kopparna måste du lägga en packning gjord av textolit med en tjocklek på 0,25 mm. I stabilisatorn för alternativ 2 (fig. 4) bildas transformatorn T1 genom att linda två varv av tråd PEV-1 0,35 över induktorspolen L1.

Istället för en germaniumdiod D310 kan du använda kisel, till exempel KD212A eller KD212B, medan antalet varv av lindning II måste ökas till tre.

DC-spänningsregulator med PWM

Den pulsbreddsstyrda stabilisatorn (fig. 5) liknar i princip den stabilisator som beskrivs i, men har till skillnad från den två återkopplingskretsar kopplade på ett sådant sätt att nyckelelementet stänger när belastningsspänningen överskrids eller strömmen ökar förbrukas av lasten.

När ström tillförs enhetens ingång öppnar strömmen som flyter genom motståndet R3 nyckelelementet som bildas av transistorerna VT.1, VT2, som ett resultat av vilket en ström uppträder i kretstransistorn VT1 - induktor L1 - belastning - motstånd R9. Kondensator C4 laddas och energi lagras av induktor L1.

Om belastningsmotståndet är tillräckligt stort, når spänningen över den 12 B och VD4-zenerdioden öppnas. Detta leder till öppningen av transistorerna VT5, VTZ och stängningen av nyckelelementet, och på grund av närvaron av dioden VD3 ger choken L1 den ackumulerade energin till lasten.

Ris. 5. Schemat för stabilisatorn med pulsbreddskontroll med en effektivitet på upp till 89%.

Specifikationer för stabilisatorn:

• Ingångsspänning - 15 ... 25 V.
• Utspänning - 12 V.
• Märklastström - 1 A.
• Utspänningsrippel vid en belastningsström på 1 A - 0,2 V. Verkningsgrad (vid UBX \u003d 18 6, In \u003d 1 A) - 89%.
• Strömförbrukning vid UBX = 18 V i läget för att stänga lastkretsen - 0,4 A.
• Utgående kortslutningsström (vid UBX = 18 6) - 2,5 A.

När strömmen genom induktorn minskar och kondensatorn C4 urladdas, kommer spänningen vid belastningen också att minska, vilket kommer att leda till att transistorerna VT5, VTZ stängs och nyckelelementet öppnas. Vidare upprepas processen med stabilisatorn.

Kondensator C3, som minskar frekvensen av den oscillerande processen, ökar effektiviteten hos stabilisatorn.

Med ett lågt belastningsmotstånd sker oscilleringsprocessen i stabilisatorn annorlunda. En ökning av belastningsströmmen leder till en ökning av spänningsfallet över motståndet R9, öppnar transistorn VT4 och stänger nyckelelementet.

I alla driftslägen för stabilisatorn är strömmen som förbrukas av den mindre än belastningsströmmen. Transistor VT1 ska installeras på en kylfläns med måtten 40x25 mm.

Induktor L1 är 20 varv av en bunt av tre PEV-2 0,47-ledningar placerade i en B22-kopp magnetisk krets gjord av 1500NMZ ferrit. Den magnetiska kärnan har ett 0,5 mm tjockt gap gjord av icke-magnetiskt material.

Stabilisatorn är lätt att bygga om för en annan utspänning och belastningsström. Utspänningen ställs in genom att välja typen av zenerdiod VD4, och den maximala belastningsströmmen ställs in genom en proportionell förändring av motståndet hos motståndet R9 eller genom att applicera en liten ström till basen av VT4-transistorn från en separat parametrisk stabilisator genom ett variabelt motstånd.

För att minska nivån på utspänningsrippel, är det lämpligt att använda ett LC-filter liknande det som används i kretsen i fig. 2.

Omkopplingsspänningsregulator med omvandlingseffektivitet 69...72%

Omkopplingsspänningsstabilisatorn (Fig. 6) består av en triggerenhet (R3, VD1, VT1, VD2), en referensspänningskälla och en jämförelseanordning (DD1.1, R1), en DC-förstärkare (VT2, DD1.2, VT5), en transistornyckel (VTZ, VT4), induktiv energilagring med en omkopplingsdiod (VD3, L2) och filter - ingång (L1, C1, C2) och utgång (C4, C5, L3, C6). Omkopplingsfrekvensen för den induktiva energilagringen, beroende på belastningsströmmen, ligger i området 1,3...48 kHz.

Ris. 6. Schema för en omkopplingsspänningsstabilisator med en omvandlingseffektivitet på 69 ... 72%.

Alla induktorer L1 - L3 är likadana och är lindade i B20 pansarmagnetiska kretsar gjorda av 2000NM ferrit med ett mellanrum mellan kopparna på ca 0,2 mm.

Märkutgångsspänningen är 5 V när inspänningen ändras från 8 till 60 b och omvandlingseffektiviteten är 69...72%. Stabiliseringsfaktor - 500.

Amplituden för utspänningsrippeln vid en belastningsström på 0,7 A är inte mer än 5 mV. Utgångsimpedans - 20 mΩ. Den maximala belastningsströmmen (utan kylflänsar för VT4-transistorn och VD3-dioden) är 2 A.

Omkopplingsspänningsregulator för 12V

Omkoppling av spänningsregulator (Fig. 6.7) vid en ingångsspänning på 20 ... 25 V ger en stabil spänning på 12 V vid utgången vid en lastström på 1,2 A.

Utgångsrippel upp till 2 mV. På grund av den höga effektiviteten använder enheten inte kylflänsar. Induktansen för induktorn L1 är 470 μH.

Ris. 7. Schema för en omkopplingsspänningsregulator med små krusningar.

Transistoranaloger: VS547 - KT3102A] VS548V - KT3102V. Ungefärliga analoger av transistorer VS807 - KT3107; BD244 - KT816.